Легендарная микросхема LM2917 преобразует частоту в ток с помощью (очень) небольшого количества внешних компонентов

Почти ровно 50 лет назад – если быть точным, в июне 1976 года – National Semiconductor представила серию микросхем LM29x7, предлагающую обманчиво простые монолитные решения часто встречающейся проблемы обработки сигналов: гибкое и точное преобразование частоты в аналоговый сигнал. Я говорю «обманчиво простые», потому что на самом деле эти микросхемы представляют собой очень функциональные интерфейсы с универсальными входами, внутренними активными стабилитронами (в случае LM2917) и конфигурируемым выходом, включающим управляемый операционным усилителем транзистор Дарлингтона с неподключенными выводами.

Хотя изначально микросхемы LM29x7 предназначались для автомобильных приложений, их гибкость делает их весьма полезными и в других областях, включая промышленные приложения, такие как контроль турбинных расходомеров и тахометрия небольших двигателей. На Рисунке 1 показано простое преобразование входной частоты в универсальный формат токовой петли 4-20 мА, демонстрирующее, насколько минималистичной может быть такая схема, – она позволяет обойтись всего девятью пассивными компонентами – при использовании микросхемы LM2917.

Рисунок 1.	Микросхема 2917 с внутренним источником опорного напряжения преобразует входную частоту 0-5 кГц в выходной ток 4-20 мА. Возможна однопроходная калибровка обоих краев выходного диапазона. Первый шаг: 0 Гц на входе, регулировка R1 для получения выходного тока 4 мА. Второй шаг: 5 кГц на входе, регулировка R2 для получения выходного тока 20 мА. Третий шаг: третьего шага нет. На этом все.

Вот как это работает.

Входные импульсы преобразуются внутренним компаратором с триггером Шмитта и схемой зарядового насоса в импульсы постоянного тока (180 мкА), поступающие на вывод 3. Каждый цикл импульсов переносит квант заряда Q_P = V_Z·C1, в результате чего средний ток на выводе 3, зависящий от входной частоты F_IN, равен I₃ = F_IN·Q_P = F_IN·V_Z·C1. Для указанных на схеме номиналов это дает I₃ = 7.56 мкА/кГц, то есть ток изменяется от 0 до 38 мкА при изменении F_IN в диапазоне от 0 до 5 кГц. Для обеспечения стабильности калибровки конденсатор C1 должен иметь низкий температурный коэффициент, например, C0G.

Цепочка резисторов R1...R4, подключенная к выводу 3, преобразует этот ток от 0 до 38 мкА в напряжение от 0 до 4 В, которое добавляется к смещению 1 В, создаваемому резистором R3. Результирующее напряжение от 1 до 5 В с помощью токоизмерительного резистора R6 преобразуется внутренним выходным операционным усилителем и транзистором Дарлингтона в конечный выходной ток от 4 до 20 мА. Резистор R7 обеспечивает некоторую компенсацию тока смещения, что полезно, поскольку алчные входы операционного усилителя могут потреблять до 500 нА. Если это не исправить, это может создать на выводе 3 ошибку смещения напряжения в 50 мВ. Между тем конденсатор C2 обеспечивает фильтрацию для подавления пульсаций.

Однако все это не объясняет, почему резисторы R1 и R2 переменные. А вот почему. Хотя заявленные характеристики линейности и температурный коэффициент U1 хороши, их начальные допуски оставляют желать лучшего: около ±10%. Смотрите «Gain constant (коэффициент усиления) K» в Таблице 7.5 на странице 6 технического описания. Поэтому окончательная калибровка после сборки практически неизбежна; именно для этого предусмотрена регулировка с помощью резисторов R1 (4 мА для нуля) и R2 (20 мА для полной шкалы 5 кГц). Однако, если выполнять регулировку в правильной последовательности (сначала R1, затем R2), эти настройки не будут влиять друг на друга, и калибровку можно будет выполнить за один проход.

1. Datasheet Texas Instruments LM2917-N