Эта состоящая из двух частей статья продолжает тему нескольких предыдущих статей, посвященных 100-омным платиновым резистивным датчикам температуры (Pt100 RTD). В первой из них [1] использовался простой мост с токовым возбуждением для получения выходного сигнала 1 мВ/°C (или /K, если хотите), который можно было считывать непосредственно с цифрового мультиметра, в то время как во второй [2] использовался логометрический выходной сигнал, эмулирующий NTC термистор, но с бóльшим диапазоном и лучшей точностью.
Схема в статье [1] была полезной, но слишком простой: она была точной при температурах калибровки 0 и 100 °C, но имела неустранимую погрешность около 0.4° при 50 °C, поскольку сопротивление RTD не совсем линейно зависит от температуры. В статье [2] эта погрешность была компенсирована с хорошей точностью, – и обсуждалось ключевая роль для этого уравнений Каллендера-Ван Дузена, – но она была довольно специализированной.
Завершение и расширение схемы должны быть отложены до второй части этой статьи. В первой части будет использована основа из [2] для реализации функций из [1] и выяснения того, что еще нуждается в исправлении.
Эта основа представляет собой довольно типичную схему, показанную на Рисунке 1.
 | |
| Рисунок 1. | Простая схема питает RTD, усиливает результирующее напряжение и использует некоторую положительную обратную связь для компенсации нелинейной реакции датчика на температуру. |
Совершенно очевидно, что VREF и RFEED задают ток через RTD, создавая напряжение, которое усиливается с коэффициентом
Это напряжение лишь приблизительно пропорционально абсолютной температуре, поэтому резистор RPFBK добавляет небольшую положительную обратную связь для (почти) линеаризации выходного сигнала. Его сопротивление в значительной степени зависит от RFEED и коэффициента усиления и, как описано в [2], лучше всего определяется итеративным моделированием. (Хотя позже мы увидим полезное упрощение). На Рисунке 2 показана результирующая кривая ошибки, которая после оптимизации RPFBK практически не меняется при коэффициентах усиления выше примерно 3.
 | |
| Рисунок 2. | Благодаря компенсации выходной сигнал схемы может быть очень близок к идеальному. (Реальные компоненты могут несколько изменить эту картину). |
Наша цель – создать устройство, которое будет выдавать полезное для измерения цифровым мультиметром выходное напряжение 1 мВ/°C, но с надлежащей компенсацией. Схема на Рисунке 1 послужила хорошей отправной точкой; теперь на Рисунке 3 показана конечная точка.
 | |
| Рисунок 3. | Компенсированный каскад усиления A1a выдает выходное напряжение чуть более 1 мВ/°C со смещением. Усилитель A1b вырабатывает напряжение, соответствующее этому смещению при 0 °C. Взаимное слежение двух половин операционного усилителя друг за другом должно свести ошибки к минимуму. |
Усилитель A1a работает так же, как в схеме на Рисунке 1, используя опорное напряжение 1.24 В. При сопротивлении резистора RFEED, равном 3.3 кОм, и коэффициенте усиления 6.6 его выходное напряжение составляет около 258 мВ при сопротивлении RTD 100 Ом (0 °C) и увеличивается примерно на 1.05 мВ/°C, а затем снижается до точного значения 1 мВ/°C с помощью потенциометра R6 и резистора R7. Пассивная регулировка усиления и изоляция от петель обратной связи усилителя A1a позволяют избежать любых взаимных влияний. Сопротивление резистора R5 – нашего бывшего RPFBK – было рассчитано, или, скорее, нацелено таким же образом, как и его аналог в [2], с использованием последовательных приближений в графическом симуляторе до тех пор, пока кривая ошибки не стала максимально плоской.
Усилитель A2b обеспечивает опорное напряжение смещения примерно 258 мВ, так что при 0 °C на датчике напряжение на выходах будет равно 0 мВ. По сути, это клон A1a, обеспечивающий хорошее температурное согласование. Калибровка проста: установите точку 0 °C/0 мВ с помощью потенциометра R14, а затем подстройте R6 так, чтобы при 100 °C напряжение было равно точно 100 мВ.